一种位移测量差动变压器传感器信号处理电路的设计

刘子东，赵艾青

摘要：介绍一种可将用于测量位移的差动变压器传感器的输出正弦信号稳定放大固定倍数，将信号处理为与位移对应的直流信号，并可在三位半数显表头显示。分析了传感器信号处理电路所需的零点残余补偿电路、三运放高共模抑制比电路、精密整流型全波相敏检波电路、无线增益多路反馈型低通滤波电路、直流放大电路以及三位半数显电路的设计、仿真以及相关电子元器件的选型。

关键词：测控技术；位移传感器；相敏检波；低通滤波。

中图分类号：TN752；TN722 文章编号：1674-2583(2019)04-0017-04

DOI：10.19339/j.issn.1674-2583.2019.04.006

中文引用格式：刘子东，赵艾青.一种位移测量差动变压器传感器信号处理电路的设计[J].集成电路应用, 2019, 36(04): 17-20.

A Circuit for Displacement Measurement Differential Transformer Sensor in Signal Processing

LIU Zidong , ZHAO Aiqing

Abstract — This paper introduces a kind of differential transformer sensor which can stably amplify the output sinusoidal signal of displacement measurement by a fixed multiple. The signal is processed into a DC signal corresponding to the displacement and can be displayed on a three-half display head. The design and Simulation of zero residual compensation circuit, three operational amplifiers high common mode rejection ratio circuit, precision rectifier full-wave phase sensitive detection circuit, infinite gain multi-channel feedback low-pass filter circuit, DC amplifier circuit, three-half display circuit and the selection of related electronic components are analyzed.

Index Terms — measurement and control technology, displacement sensor, phase sensitive detection, low-pass filtering.

1 引言

某差动变压器传感器用于测量位移，当所测位移在固定范围（本文拟定位移范围为 0～±20 mm）时，其输出的信号为正弦信号为 0～40 mV P-P（如图 1 所示），本文介绍将信号处理为与位移对应的0～±2 V 直流信号，并在三位半数显表头显示。

2 方案设计

经过查阅大量相关资料[1-14]，对各部分电路的不同方案进行对比。本文的设计方案如图 2 所示。除此之外，本文还将对不同部分的电路的不同设计方案进行仿真与对比，不局限图 2 一种方案。具体各部分电路的不同设计方案将具体介绍。

3 各模块电路的设计

（1）RC正弦振荡电路。本次设计采用RC正弦波振荡电路来作为载波信号产生电路。正弦波振荡平衡的条件为式（1）。

（1）

幅值与相角的形式为式（2）。

（2）

式(2)中两式分别为幅值条件和相位条件。电路的起振条件为式（3）。

（3）

串联电阻 R1 与电容 C1，并联电阻 R2 与电容C2，组成 RC 串并联选频网络，如图 3 所示。通常取R1＝R2＝R，C1＝C2＝C。

电路中的运放用于载波和作为相敏检波的参考信号，并且该电路频率为 5 kHz，频率要求不算太高，且不需要太过精密，综合考虑整体电路成本等因素，拟采用应用广泛的通用型运放 LM741，该运放完全可以满足该部分电路的设计需要。

对于频率较低的电路，可以选择 1N4001～ 1N4007、1N5401～1N5408 等价低，性能良好的整流二极管。而在较高频率下的整流，如 5 kHz～100 kHz，即使用在低于额定电压和额定电流下的极小电流条件下的整流，普通整流二极管也会很快发热并击穿。应该根据具体情况选择快恢复二极管或肖特基二极管。 1N5817 是恢复时间只有 10 ns 的肖特基二极管，其性能良好，额定电压 20 V，额定电流 1 A，均满足本电路要求，超快的恢复时间可提升电路的精度，且价格便宜，故本次设计采用 1N5817 肖特基二极管。

由 f0＝1/（2πRC）＝5 kHz 得 RC＝1/（10π）＝0.0318 kΩ•μF。

借助软件仿真并反复尝试，最终确定选用 R1＝R2＝2.37 kΩ，C1＝C2＝0.013 μF，R3＝5.1 kΩ，Rf＝10.0 kΩ，R4＝2.0 kΩ，可以满足所需电路要求。设计的 5 kHz 正弦波振荡电路如图 4 所示。

本次设计采用元件合理，使用频率计检测可以观察到此电路的频率稳定在 5.001 kHz。

（2）传感器及其零点残余电压补偿电路。在传感器线框的原绕组中施加交流电压，两个副绕组中会产生感应电动势 e1 和 e2。将两个副绕组反向串联，则总输出电压为。

由于传感器的两个二级线圈的电气参数与几何尺寸不对称以及磁性材料的非线性等因素，即使铁芯处于中心位置，输出电压也不等于零，这就是零点残余电压，必须要对零点残余电压进行补偿。

常用的两种零点残余电压补偿电路仿真分别如图 5、图 6 所示，电路中的 C3 一般应小于 0.1 μF，电位器一般取 10 kΩ 左右。在本次设计中,取 C3＝0.02 μF，两个电位器均取 10 kΩ。

（3）共模信号抑制电路。为抑制传感器信号传输时的共模信号，需要设计高共模抑制比电路。下面分别设计了对三运放高共模抑制比放大电路和直接使用 AD620 仪表放大器抑制共模信号的电路。

三运放高 CMRR 放大电路设计。设计的三运放高 CMRR 放大电路如图 7 所示。为了获得高共模抑制比，此电路中的运放必须选取具有高共模抑制比的集成运放。综合考虑运放性能和成本，最终采用 OP07 运放。

在 N3 的两输入端接入 R7、R8 和 RP 共模补偿电路，通过调节 RP，可以补偿电阻的不对称，获得更高共模抑制比。

AD620 芯片抑制共模信号电路。除了使用上述三运放高共模抑制比放大电路之外，还可以直接使用仪表放大器来抑制共模信号。AD620 是一款低成本、高精度仪表放大器，其最大非线性度为 40 ppm，最大低失调电压为 50 mV，可以通过一个外部电阻来设置增益的范围（1～10 000）大小。其共模抑制比为 100 dB。设计的 AD620 抑制共模信号放大电路如图 8 所示。

（4）相敏检波电路。相敏检波部分需要用 5 kHz正弦驱动信号来做参考信号。本次设计将采用精密整流型相敏检波电路，并同时对开关式相敏检波电路进行仿真对比。

无论采用开关式还是精密整流型，都需要使用方波信号控制开关信号的打开与闭合。使用前面所设计的正弦波振荡电路产生方波信号，需要借助过零比较器。本次设计中，构成过零比较器的比较器选择的是 LM311 电压比较器。过零比较器电路连接如图 9。

开关式相敏检波电路设计。为获得更理想的检波效果和减少电路的成本，设计的开关式相敏检波电路采用 OP07 精密运放。参考信号使用 5 kHz 正弦波振荡信号，经过零比较器后产生周期相同的方波信号。方波信号周期性的开关三极管，实现全波相敏检波。

在开始设计时本打算使用 JFET 作为开关，但是仿真效果并不理想。遂决定采用型号为 2N3392 的 NPN 型 BJT 作为开关。开关式全波相敏检波的电路如图 10 所示。其中，过零比较器同相输入端为前面设计的正弦波振荡电路输出电压信号。OP07 精密运放输入端信号 US 为经过高共模抑制比放大电路后输出的电压信号。

精密整流型相敏检波电路设计。一开始只设计了开关全波相敏检波电路，检波波形没有问题，可是当进行完低通滤波和直流放大后，却发现调节变压器比例，无法全都符合输出要求，在查找原因之后发现与开关式相敏检波有关。由于开关器件不是理想器件，使用开关式全波相敏检波会忽略开关器件导通时的等效内阻和截止时的漏电流。所以即使变压器两个副绕组圈数相同时，本应该输出 0 V，但经过开关式相敏检波电路之后，输出不是 0 V，在经过直流放大后，误差会被放大到几十毫伏。非常影响传感器电路的精度。所以决定采用精密整流型全波相敏检波电路。

设计的精密整流型全波相敏检波电路如图 11 所示。此电路的参考信号 UC 为前面设计的正弦波振荡电的输出信号。需要两相位相反的方波信号控制开关器件 Q1,Q2 的闭合与断开。将前面设计的正弦波振荡电路输出信号分为两路，一路直接经过 LM311 芯片形成过零比较器；另一路先经过一反相放大器，输出反相正弦波，再经过 LM311 芯片形成过零比较器，如此便可以产生两相位相反的方波信号。其中，对于反相放大器芯片无过高要求，通用型运放 LM741 完全可以满足需要。该电路的输入信号 US 为经过高共模抑制比放大电路的输出信号。

两种检波方式对比与选择。直观上看，以上两种电路的检波波形效果都很好。但是考虑到后续处理的精度问题，图 11 所示电路的精度要明显高于图 10 所示电路。即使成本相对较高，考虑到电路的精度及使用效果，仍打算采用精密整流型全波相敏检波电路。下文所描述的电路均为使用精密整流型全波相敏检波电路的输出信号作为输入端信号的。基于开关式相敏检波电路的后续电路本次设计中也进行了仿真，后续的低通滤波电路与直流放大电路不再具体描述。

（5）无线增益多路反馈型低通滤波电路设计。设计的二阶无线增益多路反馈巴特沃斯低通滤波如图12 所示。其中直流信号为低通滤波之后的信号。滤波前电压有效值为 -127.7 mV，滤波后直流电压约为 255.7 mV。低通滤波效果良好。

（6）直流放大电路。当经过低通滤波后输出电压为约为 0.255 V，由于此时传感器两次级线圈差值最大，输出直流电压应为 2 V。则直流放大电路的增益应为 2/0.255≈7.84。设计的直流放大电路如图 13 所示。运放依旧选择精密运放 OP07。R1 取 1.74 kΩ，R2 取 2 kΩ，R3 取 13.7 kΩ。增益为 K＝1＋Ｒ3/R2＝1＋13.7/2＝7.85。

（7）三位半数显表头设计。考虑到设计的复杂程度与尽可能减少成本，本次设计采用 AT89C51 单片机和 TI 公司的 12 位 AD 转换芯片 TLC2543 进行三位半数显的设计。TLC2543 将模拟量转换为数字量与 AT89C51 进行通信，AT89C51 单片机将数字量显示在四位 LED 数码管上。三位半数显表头使用软件进行仿真。为模拟直流放大电路输出的 -2～2 V 电压，在 Proteus 中设置一个滑动变阻器，通过改变阻值来调节 TLC2543 输入的模拟量，如图 14。

TLC2543 为具有 11 个输入端口的 12 位模数转换器，其转换速度快、稳定性好、价格低。三位半数显表头电路如图 15 所示。

4 性能分析

电路在通电后约 22 ms 开始响应，在通电约 36 ms 即进入稳定状态。由此可以说明此电路具有良好的响应性，可以快速响应位移变化。

当线圈比例为 20000:150:50 时的输出电压，理论输出电压为 2.000 V，仿真输出电压为 2.006 V，电压精度较高，可以满足一般使用需求。当线圈比例为 20000:50:150 时的输出电压，理论输出电压为 -2.000 V，仿真输出电压为 -2.008 V，电压精度同样较高，也可以满足一般使用需求。

当线圈比例为 20000:100:100 时的输出电压，理论输出电压为 0 V，仿真输出电压为 525.78 μV，几乎趋近于 0。说明当铁芯处于中间位置时，输出电压几乎为零，电路精度高。而在相敏检波环节若使用开关式全波相敏检波电路时，输出电压约为50mV，误差较大，仿真效果较差。

5 结语

本设计的优点：电路中使用的运放等其他电子元件都经过仔细的考虑，保证电路的性能的同时尽可能地减少了成本。电路的相敏检波环节使用精密整流型全波相敏检波电路，可以保证电路的精度，优于开关式和相加式相敏检波电路。电路自通电起只需约 36 ms 即可进入稳定输出状态，响应性良好。经过仿真与测试，在所测试的电路中，电路的实际输出值与理论输出值之差的绝对值均小于 0.01 V，电路精度高。设计的不足：仿真时使用的电阻阻值都比较精确，在实物电路中，电阻等器件无法保证如此精确，输出值会有误差。

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