一種位移測量差動變壓器傳感器信號處理電路的設計
一種位移測量差動變壓器傳感器信號處理電路的設計
劉子東，趙艾青
摘要：介紹一種可將用於測量位移的差動變壓器傳感器的輸出正弦信號穩定放大固定倍數，將信號處理爲與位移對應的直流信號，並可在三位半數顯表頭顯示。分析了傳感器信號處理電路所需的零點殘餘補償電路、三運放高共模抑制比電路、精密整流型全波相敏檢波電路、無線增益多路反饋型低通濾波電路、直流放大電路以及三位半數顯電路的設計、仿真以及相關電子元器件的選型。
關鍵詞：測控技術；位移傳感器；相敏檢波；低通濾波。
中圖分類號：TN752；TN722 文章編號：1674-2583(2019)04-0017-04
DOI：10.19339/j.issn.1674-2583.2019.04.006
中文引用格式：劉子東，趙艾青.一種位移測量差動變壓器傳感器信號處理電路的設計[J].集成電路應用, 2019, 36(04): 17-20.
A Circuit for Displacement Measurement Differential Transformer Sensor in Signal Processing
LIU Zidong , ZHAO Aiqing
Abstract — This paper introduces a kind of differential transformer sensor which can stably amplify the output sinusoidal signal of displacement measurement by a fixed multiple. The signal is processed into a DC signal corresponding to the displacement and can be displayed on a three-half display head. The design and Simulation of zero residual compensation circuit, three operational amplifiers high common mode rejection ratio circuit, precision rectifier full-wave phase sensitive detection circuit, infinite gain multi-channel feedback low-pass filter circuit, DC amplifier circuit, three-half display circuit and the selection of related electronic components are analyzed.
Index Terms — measurement and control technology, displacement sensor, phase sensitive detection, low-pass filtering.
1 引言
某差動變壓器傳感器用於測量位移，當所測位移在固定範圍（本文擬定位移範圍爲 0～±20 mm）時，其輸出的信號爲正弦信號爲 0～40 mV P-P（如圖 1 所示），本文介紹將信號處理爲與位移對應的0～±2 V 直流信號，並在三位半數顯表頭顯示。
2 方案設計
經過查閱大量相關資料[1-14]，對各部分電路的不同方案進行對比。本文的設計方案如圖 2 所示。除此之外，本文還將對不同部分的電路的不同設計方案進行仿真與對比，不侷限圖 2 一種方案。具體各部分電路的不同設計方案將具體介紹。
3 各模塊電路的設計
（1）RC正弦振盪電路。本次設計採用RC正弦波振盪電路來作爲載波信號產生電路。正弦波振盪平衡的條件爲式（1）。
（1）
幅值與相角的形式爲式（2）。
（2）
式(2)中兩式分別爲幅值條件和相位條件。電路的起振條件爲式（3）。
（3）
串聯電阻 R1 與電容 C1，並聯電阻 R2 與電容C2，組成 RC 串並聯選頻網絡，如圖 3 所示。通常取R1＝R2＝R，C1＝C2＝C。
電路中的運放用於載波和作爲相敏檢波的參考信號，並且該電路頻率爲 5 kHz，頻率要求不算太高，且不需要太過精密，綜合考慮整體電路成本等因素，擬採用應用廣泛的通用型運放 LM741，該運放完全可以滿足該部分電路的設計需要。
對於頻率較低的電路，可以選擇 1N4001～ 1N4007、1N5401～1N5408 等價低，性能良好的整流二極管。而在較高頻率下的整流，如 5 kHz～100 kHz，即使用在低於額定電壓和額定電流下的極小電流條件下的整流，普通整流二極管也會很快發熱並擊穿。應該根據具體情況選擇快恢復二極管或肖特基二極管。 1N5817 是恢復時間只有 10 ns 的肖特基二極管，其性能良好，額定電壓 20 V，額定電流 1 A，均滿足本電路要求，超快的恢復時間可提升電路的精度，且價格便宜，故本次設計採用 1N5817 肖特基二極管。
由 f0＝1/（2πRC）＝5 kHz 得 RC＝1/（10π）＝0.0318 kΩ•μF。
藉助軟件仿真並反覆嘗試，最終確定選用 R1＝R2＝2.37 kΩ，C1＝C2＝0.013 μF，R3＝5.1 kΩ，Rf＝10.0 kΩ，R4＝2.0 kΩ，可以滿足所需電路要求。設計的 5 kHz 正弦波振盪電路如圖 4 所示。
本次設計採用元件合理，使用頻率計檢測可以觀察到此電路的頻率穩定在 5.001 kHz。
（2）傳感器及其零點殘餘電壓補償電路。在傳感器線框的原繞組中施加交流電壓，兩個副繞組中會產生感應電動勢 e1 和 e2。將兩個副繞組反向串聯，則總輸出電壓爲 。
由於傳感器的兩個二級線圈的電氣參數與幾何尺寸不對稱以及磁性材料的非線性等因素，即使鐵芯處於中心位置，輸出電壓也不等於零，這就是零點殘餘電壓，必須要對零點殘餘電壓進行補償。
常用的兩種零點殘餘電壓補償電路仿真分別如圖 5、圖 6 所示，電路中的 C3 一般應小於 0.1 μF，電位器一般取 10 kΩ 左右。在本次設計中,取 C3＝0.02 μF，兩個電位器均取 10 kΩ。
（3）共模信號抑制電路。爲抑制傳感器信號傳輸時的共模信號，需要設計高共模抑制比電路。下面分別設計了對三運放高共模抑制比放大電路和直接使用 AD620 儀表放大器抑制共模信號的電路。
三運放高 CMRR 放大電路設計。設計的三運放高 CMRR 放大電路如圖 7 所示。爲了獲得高共模抑制比，此電路中的運放必須選取具有高共模抑制比的集成運放。綜合考慮運放性能和成本，最終採用 OP07 運放。
在 N3 的兩輸入端接入 R7、R8 和 RP 共模補償電路，通過調節 RP，可以補償電阻的不對稱，獲得更高共模抑制比。
AD620 芯片抑制共模信號電路。除了使用上述三運放高共模抑制比放大電路之外，還可以直接使用儀表放大器來抑制共模信號。AD620 是一款低成本、高精度儀表放大器，其最大非線性度爲 40 ppm，最大低失調電壓爲 50 mV，可以通過一個外部電阻來設置增益的範圍（1～10 000）大小。其共模抑制比爲 100 dB。設計的 AD620 抑制共模信號放大電路如圖 8 所示。
（4）相敏檢波電路。相敏檢波部分需要用 5 kHz正弦驅動信號來做參考信號。本次設計將採用精密整流型相敏檢波電路，並同時對開關式相敏檢波電路進行仿真對比。
無論採用開關式還是精密整流型，都需要使用方波信號控制開關信號的打開與閉合。使用前面所設計的正弦波振盪電路產生方波信號，需要藉助過零比較器。本次設計中，構成過零比較器的比較器選擇的是 LM311 電壓比較器。過零比較器電路連接如圖 9。
開關式相敏檢波電路設計。爲獲得更理想的檢波效果和減少電路的成本，設計的開關式相敏檢波電路採用 OP07 精密運放。參考信號使用 5 kHz 正弦波振盪信號，經過零比較器後產生週期相同的方波信號。方波信號週期性的開關三極管，實現全波相敏檢波。
在開始設計時本打算使用 JFET 作爲開關，但是仿真效果並不理想。遂決定採用型號爲 2N3392 的 NPN 型 BJT 作爲開關。開關式全波相敏檢波的電路如圖 10 所示。其中，過零比較器同相輸入端爲前面設計的正弦波振盪電路輸出電壓信號。OP07 精密運放輸入端信號 US 爲經過高共模抑制比放大電路後輸出的電壓信號。
精密整流型相敏檢波電路設計。一開始只設計了開關全波相敏檢波電路，檢波波形沒有問題，可是當進行完低通濾波和直流放大後，卻發現調節變壓器比例，無法全都符合輸出要求，在查找原因之後發現與開關式相敏檢波有關。由於開關器件不是理想器件，使用開關式全波相敏檢波會忽略開關器件導通時的等效內阻和截止時的漏電流。所以即使變壓器兩個副繞組圈數相同時，本應該輸出 0 V，但經過開關式相敏檢波電路之後，輸出不是 0 V，在經過直流放大後，誤差會被放大到幾十毫伏。非常影響傳感器電路的精度。所以決定採用精密整流型全波相敏檢波電路。
設計的精密整流型全波相敏檢波電路如圖 11 所示。此電路的參考信號 UC 爲前面設計的正弦波振盪電的輸出信號。需要兩相位相反的方波信號控制開關器件 Q1,Q2 的閉合與斷開。將前面設計的正弦波振盪電路輸出信號分爲兩路，一路直接經過 LM311 芯片形成過零比較器；另一路先經過一反相放大器，輸出反相正弦波，再經過 LM311 芯片形成過零比較器，如此便可以產生兩相位相反的方波信號。其中，對於反相放大器芯片無過高要求，通用型運放 LM741 完全可以滿足需要。該電路的輸入信號 US 爲經過高共模抑制比放大電路的輸出信號。
兩種檢波方式對比與選擇。直觀上看，以上兩種電路的檢波波形效果都很好。但是考慮到後續處理的精度問題，圖 11 所示電路的精度要明顯高於圖 10 所示電路。即使成本相對較高，考慮到電路的精度及使用效果，仍打算採用精密整流型全波相敏檢波電路。下文所描述的電路均爲使用精密整流型全波相敏檢波電路的輸出信號作爲輸入端信號的。基於開關式相敏檢波電路的後續電路本次設計中也進行了仿真，後續的低通濾波電路與直流放大電路不再具體描述。
（5）無線增益多路反饋型低通濾波電路設計。設計的二階無線增益多路反饋巴特沃斯低通濾波如圖12 所示。其中直流信號爲低通濾波之後的信號。濾波前電壓有效值爲 -127.7 mV，濾波後直流電壓約爲 255.7 mV。低通濾波效果良好。
（6）直流放大電路。當經過低通濾波後輸出電壓爲約爲 0.255 V，由於此時傳感器兩次級線圈差值最大，輸出直流電壓應爲 2 V。則直流放大電路的增益應爲 2/0.255≈7.84。設計的直流放大電路如圖 13 所示。運放依舊選擇精密運放 OP07。R1 取 1.74 kΩ，R2 取 2 kΩ，R3 取 13.7 kΩ。增益爲 K＝1＋Ｒ3/R2＝1＋13.7/2＝7.85。
（7）三位半數顯表頭設計。考慮到設計的複雜程度與儘可能減少成本，本次設計採用 AT89C51 單片機和 TI 公司的 12 位 AD 轉換芯片 TLC2543 進行三位半數顯的設計。TLC2543 將模擬量轉換爲數字量與 AT89C51 進行通信，AT89C51 單片機將數字量顯示在四位 LED 數碼管上。三位半數顯表頭使用軟件進行仿真。爲模擬直流放大電路輸出的 -2～2 V 電壓，在 Proteus 中設置一個滑動變阻器，通過改變阻值來調節 TLC2543 輸入的模擬量，如圖 14。
TLC2543 爲具有 11 個輸入端口的 12 位模數轉換器，其轉換速度快、穩定性好、價格低。三位半數顯表頭電路如圖 15 所示。
4 性能分析
電路在通電後約 22 ms 開始響應，在通電約 36 ms 即進入穩定狀態。由此可以說明此電路具有良好的響應性，可以快速響應位移變化。
當線圈比例爲 20000:150:50 時的輸出電壓，理論輸出電壓爲 2.000 V，仿真輸出電壓爲 2.006 V，電壓精度較高，可以滿足一般使用需求。當線圈比例爲 20000:50:150 時的輸出電壓，理論輸出電壓爲 -2.000 V，仿真輸出電壓爲 -2.008 V，電壓精度同樣較高，也可以滿足一般使用需求。
當線圈比例爲 20000:100:100 時的輸出電壓，理論輸出電壓爲 0 V，仿真輸出電壓爲 525.78 μV，幾乎趨近於 0。說明當鐵芯處於中間位置時，輸出電壓幾乎爲零，電路精度高。而在相敏檢波環節若使用開關式全波相敏檢波電路時，輸出電壓約爲50mV，誤差較大，仿真效果較差。
5 結語
本設計的優點：電路中使用的運放等其他電子元件都經過仔細的考慮，保證電路的性能的同時儘可能地減少了成本。電路的相敏檢波環節使用精密整流型全波相敏檢波電路，可以保證電路的精度，優於開關式和相加式相敏檢波電路。電路自通電起只需約 36 ms 即可進入穩定輸出狀態，響應性良好。經過仿真與測試，在所測試的電路中，電路的實際輸出值與理論輸出值之差的絕對值均小於 0.01 V，電路精度高。設計的不足：仿真時使用的電阻阻值都比較精確，在實物電路中，電阻等器件無法保證如此精確，輸出值會有誤差。
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