电源调制器主要负责有效放大包络电压波形，但在测量开始之前可以了解更具体的要求。首先，电源调制器应在一定的最小和最大输出电压电平下工作，同时考虑诸如RF PA的拐点电压（knee voltage）和包络整形函数（envelope shaping function）等因素。其次，对于现代宽带调制信号而言，电源调制器的频率响应应该在指定带宽上具有恒定且平坦的增益和插入相位。第三，从电路的角度来看，电源调制器应该提供最大的短期和长期压摆率（slew rates），以确保电源输出具有快速且足够尖锐的响应，以尽可能地保持包络的原始形状。第四，整个ET PA系统随时间动态而且显着地变化，这要求电源调制器能够在调制带宽上驱动时变负载并且保持上述性能要求。

测量设置

由于采用ET工作的RF PA设计需要非标准的漏极/集电极偏置网络，因此必须移除电源偏置侧的一组大型并联电容器。然而，它仍然需要用于RF基频的谐振电容器，其与电源偏置侧的四分之一波长线配合。因此，在电源调制器测量过程中，谐振电容器应该被视为图7.9中名为Cres的负载。

图7.9

图7.9 ET电源调制器测量设置的示意图，其中包含电阻和容性负载，以模拟漏极/集电极端口的特性。

为了测量频率响应并观察调制器输出的时域波形，直接连接到最终负载抽头应防止因为其高直流功率会损坏连接的仪器。因此，可以引入宽带电阻耦合器以将仪器的输入减少到安全的功率水平。如图7.9所示，在Cres和模拟PA漏极的假负载之间插入电阻耦合器的耦合系数典型且示例性的为40-dB。该耦合器强制输入阻抗为50Ω，因此该端口几乎没有反射。然而，由于电阻性质，电阻耦合器确实存在一些损耗和隔离问题。因为隔离等于耦合，所以等于隔离减去耦合所得到的方向性因此是0dB。但是，增加其他电阻可使耦合器网络在所有三个端口上都匹配到了50Ω。

并联的电阻器和电容器（RC）用作虚拟负载，以在ET（包络跟踪）操作期间模拟RF PA的漏极/集电极等效物。 RC的值完全取决于RF功率晶体管半导体技术和各种应用场景的输出功率水平。因此，等效电阻的范围通常为1Ω至100Ω左右，电容的等效值范围为100 pF至800 pF，包括寄生在PCB上的电容。通常，电源调制器负载是通过这样的假负载实现的，而不是在可靠性和易于测量的考虑方面直接连接到RF PA的漏极。

调制器输出的虚拟负载可以从使用电子负载系统的设计开始，以模拟RF PA漏极上的负载。它用作传统电阻负载的替代品。电子负载的好处是可以直接从仪器读取电流和负载功率，这在开始阶段很容易和直接使用。作为电流源的对应物，电子负载是电流吸收器。当使用特定电阻器加载电流源时，可以通过连接的负载电阻器设置一个确定的负载电流。电子负载的特性是负载电流可以在规定的范围内设定和变化。负载电流以电子方式调节。电子负载消耗电能，并且在大多数情况下将其转换成热量。风扇和散热器元件用作冷却器。因此，这种假负载适用于效率和输出功率能力的全功率测试。

图7.10

图7.10 供电电源调制器的假负载：RF功率电阻并联排列，以实现宽带性能和最小寄生效应。

对于后期优化，特别是大信号频率响应性能评估，另一种虚拟负载是一组并联的高性能RF功率电阻，用作电源调制器的虚拟负载，如图7.10所示。通过这种用于电源调制器测量的虚拟负载，可以获得体面完整的宽带性能，较少的寄生影响以及PCB上的简单组装。从理论上讲，总价值可以定义为：

这种假负载的主要缺点是不适合全功率测试，因为它吞没了电源调制器的所有功率，将它们全部转换为热量。从理论上讲，根本没有任何东西转化为射频功率。它会对PCB和环境电路造成巨大的热负担，尤其是集成在板上的其他功能块。因此，这种假负载适用于中低功率调制器测量宽带和频率响应相关性能。

误差测量

通过如图7.9所示的测量设置，可以使用具有电阻负载的调制信号测试电源调制器，以进行准确性和效率验证。

图7.11

图7.11 精度的频谱分析图示 将包络电源调制器输出与输入信号频谱和误差信号放在一起以指示错误发生频率。

对于精度验证，输出包络波形是时间对齐的，并与输入信号进行比较以生成误差信号。图7.11显示了输入和输出包络以及相关误差信号的归一化功率谱的示例性测量。除了图7.11中的直接方式外，比较结果可以用众所周知的均方根误差（RMSE，root mean square error）来量化。RMSE被定义为输入值与实际观察到的输出值之间差异的常用度量。这些个体差异也可以称为残差，RMSE用于将它们聚合成单一的预测能力度量。

因此，RMSE相对于估计的输入变量Xin被定义为均方误差的平方根：

其中Xout是指数i输出处的观测值，而Xin是指数i处的输入值。计算出的RMSE值通常转换为带有分贝的​​单位，可用于区分模块测试阶段的电源调制器精度性能，以进行设计验证，并将各个调制器性能与基准设计的性能进行比较。

实际上，RMSE的无量纲形式是有意义的，因为它通常打算将RMSE与不同的单位进行比较。因此，为此目的引入归一化的均方根误差（NRMSE，normalized root mean square error）。通过将RMSE归一化到观察到的输出数据的范围或输出数据的平均值，有两种NRMSE计算方法，如下所示：

因此，对于电源调制器的测量，典型的NRMSE小于2％。此外，包络电压的RMS值也可以用输出数据计算，输出数据约为（但不固定）供电轨电压值的一半。

图7.12

图7.12 ET漏极电源电压与输入功率波形的关系图。

ET的另一个重要测试挑战是电源波形所需的高带宽。包络波形的带宽要求通常远大于RF信号波形的带宽。为了分析这种现象，考虑ET漏极电源电压与输入功率波形的关系如图7.12所示，带有示例性的5 MHz LTE上行链路信号。图7.12显示了PAE优化的漏极/集电极电源波形以及相应LTE信号的相关功率与时间线图。此外，频谱分析可以指示电源电压波形的带宽至少是RF信号波形的带宽的三倍。高带宽要求源于两个主要原因。首先，ET漏极/集电极电源电压是RF信号幅度的函数。因此，根据PSD分析，这些包络信号的90％以上的频谱功率集中在它们的RF信号带宽内，并且包含信号的高频部分具有超出同相或正交分量带宽的显著内容。其次，调制带宽可以通过由包络整形函数施加的低值下限产生的削波效应来改变。包络整形功能对原始的包络波形应用非线性变换，改变其时域特性并使问题进一步复杂化。根据包络整形函数的类型，波形带宽可以是扩展的或压缩的。因此，所需的电源调制器带宽和动态性能不易直接预测，因为输入信号取决于系统配置和调制信号特性。

本头条号后面会陆续讲解介绍动态电源和包络跟踪射频发射机系统的基本结构以及工作行为和原理，敬请关注。

(完)