一種基於接收信號強度指示策略的射頻能量收集器
一種基於接收信號強度指示策略的射頻能量收集器
馬祺雲 ，許江濤，覃正才
摘要：基於 0.18μm SMIC RF CMOS 工藝，採用最新的低電壓低功耗高效率的差分驅動CMOS 整流器結構單元，設計了應用於無線體域網（WBAN）的無直流電源供電的射頻能量收集器。提出通過接收信號強度指示的策略，來提升射頻能量收集器對無線體域網中的射頻能量的收集效率，擴大射頻能量的可接收範圍。基於這一技術，設計的射頻能量收集器可以接收與轉換 -8 dBm~10 dBm 的射頻信號，輸出 2 V 的較穩定電壓，在-5 dBm 電壓轉換效率 VCE 達到 84.8%，能量轉換率達到 16.7%。
關鍵詞：集成電路設計；無線體域網；射頻能量收集；差分驅動 CMOS 整流器
中圖分類號：TN402；TN929.5 文章編號：1674-2583(2018)07-0001-05
DOI：10.19339/j.issn.1674-2583.2018.07.001
中文引用格式：馬祺雲，許江濤，覃正才.一種基於接收信號強度指示策略的射頻能量收集器[J].集成電路應用, 2018, 35(07): 1-5.
A RF-to-DC Energy Harvester Based on Received Signal Strength Indication Strategy
Ma Qiyun, Xu Jiangtao, Qin Zhengcai
Abstract: A RF DC energy harvester without DC power supply using a structure of the latest high-efficiency low-voltage and low-power CMOS differential-drive CMOS rectifier is presented in this work, which is applied to Wireless Body Area Network (WBAN).The circuit is implemented in a 180 nm SMIC RF CMOS process. To improve the efficiency of RF energy collector to collect radio frequency energy in the WBAN, a Received Signal Strength Indication (RSSI) strategy is proposed, which has a remarkable contribution in expanding the receivable range of RF energy. Based on this strategy, -8 dBm ~ 10 dBm RF signal can be received and converted into a stable DC output of 2 V.At the input power level of -5 dBm , the proposed energy harvester achieves a peak voltage conversion efficiency of 16.7% and a peak power conversion efficiency of 16.7% in the simulation.
Key words: integrated circuit design, WBAN, RF energy harvesting, differential-drive CMOS rectifier
1 引言
隨着現代微電子技術與無線通信系統的飛速發展，興起於醫療電子技術領域的無線體域網（WBAN），在健康監測，疾病防治等諸多領域發揮着巨大的作用[1]。實現無線體域網的一個關鍵挑戰就是通過射頻能量收集技術實現無線電系統的自主工作，實現電路能量自給，同時保證能量收集器與無線收發機的兼容性。同時爲了提高使用壽命，保證電路對人體安全性，無線體域網的節點供電電壓一般較低。因此，設計出低電壓低功耗高效率的整流器極其重要。
基於文獻[2]提出的差分驅動 CMOS 整流器結構，文獻[3]提供了一個採用 0.13 μm 的含電源管理電路的能量收集器，對於節省芯片面積降、低電路成本起到了很大的作用。該文獻提供的能量收集器仍存在以下問題：第一，能量收集器的射頻開關不對稱使得差分電路產生失配。第二，高頻信號將大大降低電路的整流效率和 PCE，電路無法整流較小信號，而對較大射頻信號的抬高則可能損壞後續電路。電路可接受信號幅值受限制，使得後續系統得不到有效的電源供給。
針對文獻[3]整流器無法全範圍兼顧所有信號的侷限性，本文提出了將接收信號強度指示策略（Received Signal Strength Indication ，RSSI）應用於射頻能量收集器，對不同的信號強度選擇最佳的整流方式，在射頻功率收集範圍有所增加的同時保證了輸出電壓的穩定性。可以接收與轉換 -8 dBm～10 dBm 的射頻信號，輸出 2 V 的較穩定電壓，在 -5 dBm 電壓轉換效率 VCE 達到 84.8%，能量轉換率達到 16.7%。
2 電路設計
本文工作主要包括以下三個部分：首先將介紹能量收集核心電路 CMOS 主整流器以及開啓整流器的電路架構與工作原理；然後結合對無線體域網射頻信號的研究；最終完成了一個基於接收信號強度指示策略的射頻能量收集器的整體架構設計。
2.1 差分驅動 CMOS 整流器設計
在射頻能量收集整流器中，整流器負責將天線收集到的低幅值射頻交流電逐級抬高，轉化爲直流電，供給後續系統。差分驅動 CMOS 整流器結構可以將壓降損耗壓縮到一個 MOS 管的閾值電壓 VTH[2]，相對而言電路結構簡單， MOS 管的數量少，易於級聯，這可以極大程度節省芯片面積、降低電路成本。因此，差分驅動 CMOS 整流器結構是低壓環境射頻能量收集裝置的最佳選擇。提高整流器的轉化效率是能量收集器設計的關鍵點，它將直接決定整個系統的效率，與後續系統的供電電壓大小。射頻能量收集器中包含兩種不同功能的整流器：開啓整流器與主整流器。
主整流器單元負責射頻-直流轉換，是能量收集器的主體。主整流器單元的示意圖如圖 1。對於低於閾值電壓的輸入射頻信號，沒有電流流過單元晶體管，此時 MOS 管爲高阻抗狀態。隨着輸入電壓增加，一個週期性的電流開始流過單元晶體管，MOS 管的輸入電阻減小。當輸入差分射頻信號 VRX+ > VTH，VRX- < -VTH 時， MP1 和 MN2 導通，MP2和 MN1 截止，電流流經 MP1 與 MN2，爲 VDC,out 節點充電。而當差分射頻信號 VRX- > VTH，VRX+ < -VTH 時，MP2 和 MN1 導通，MP1 和 MN2 截止，電流流經 MP2 與 MN1，繼續爲 VDC,out節點充電，從而該整流器可以將輸入交流電的負半週期轉換爲正向電壓。通過主整流器單元的級聯，輸入交流射頻信號被轉換爲正向直流信號，完成接收器對射頻能量的收集。
圖 2 顯示，整流器的輸入阻抗 RP,rect 是整流器的輸入功率 Pin 的函數，通過選擇相應的晶體管寬度，主整流器設計爲在 -5 dBm 輸入功率下匹配 1 kΩ 射頻阻抗。爲了在低輸入功率水平下匹配整流器，我們將需要較大的寬度降低輸入阻抗。
開啓整流器是將能量收集器和無線體域網其他應用相互隔離的開關，其原理如圖 3 所示，使用一個 NMOS 晶體管作爲傳遞裝置，通過一個整流器單元將輸入射頻信號轉化爲所需的正的直流柵源電壓。信號 disable 爲高時晶體管 Mc 導通，將漏端電壓拉低，整流器輸出電壓爲低，晶體管 Mpass關斷，射頻能量收集器關閉。信號 disable 爲低時晶體管 Mc 關閉，射頻信號通過耦合電容 Ccpl 和整流器抬高，只要輸入射頻信號足夠大，晶體管Mpass 就能打開，射頻能量收集器開始工作[4]。由於開啓整流器的負載只有晶體管 Mpass 的柵端電容，因此它不需要很高的驅動能力，尺寸可以很小。但開啓整流器必須保證充電通路的完全關斷，以避免無線體域網其他應用傳輸無線信號時被能量收集器的轉換回直流。
本文在文獻[3]的基礎上進行了改進，採用兩個對稱的晶體管 MN3 和 MN4 作爲開啓整流器的開關，有效地消除了文獻[3]中開啓整流器開關源體短接引起的差分電路失配，從而大幅改善整流效率。開啓整流器工作原理如圖 4 所示，當 TX 處於活動狀態時，無線發射機使能端 TX_enable控制將禁止信號 disable 拉高，關斷晶體管 MN1 和 MN2，有效地短路了兩個內部節點，並建立一個虛地。此時整流單元的射頻輸入阻抗由 2 個耦合電容 Ccpl 和晶體管 MN3 和 MN4 的導通電阻的串聯阻抗提供。爲了降低功耗，晶體管 MN3 和MN4 做得足夠大，以降低輸入阻抗。
另一方面，當 disable 爲低時，MN3 和 MN4 會增加整流器內部節點上的寄生負載，導致效率的降低。因此，禁止開關只適用於開啓整流器單元，但不適用於主整流器單元。剩餘的器件應接近最小尺寸以保持射頻節點的容性負載儘可能低。
2.2 無線體域網射頻信號的傳輸損耗
在射頻能量收集過程中，射頻輸入信號的功率與幅值都會對整流器的工作條件進行限制。射頻輸入信號的功率 P 與幅值 V 相互關聯，兩者關係可用公式（1）描述，
（1）
差分天線的特徵阻抗約爲 100 Ω。我們可以得到功率（單位 dBm）與射頻信號電壓幅值（單位mV）的轉換公式（2）和公式（3）。
（2）
（3）
射頻信號在空間傳播時，會受到障礙物的反射，導致射頻信號幅度的衰減、相位的移動、延時產生、以及頻率的變化(多普勒效應)，這些都將對通信的質量產生非常重要的影響[5]。對於室內傳播，典型的路徑損耗關係是 1/r4。在反射、吸收和衍射的共同作用下，無線射頻信號在室內傳播的衰減爲 10～20 dB。射頻能量收集器的能量存儲裝置可以採用固態薄膜鋰電池，固態薄膜鋰電池可以提供高能量密度和低自放電電流，充電電流通常爲μA 量級。
另外一種常見的能量存儲裝置，超級電容器，通常也存在類似數量級的泄漏電流。對於 1.8 V SMIC 工藝的電源電壓，充電鋰電池需要至少 50μW 量級的最小直流功耗，因此，如果考慮轉換損耗在內，天線輸出功率需要至少 200 μW（-7 dBm）的入射射頻功率以用於射頻能量收集。綜上，射頻能量收集器的設計能量收集範圍爲 -8 dBm～10 dBm.
2.3 基於接收信號強度指示策略的射頻能量收集器的設計
由於射頻信號幅度動態範圍很大，採用簡單的級聯差分驅動 CMOS 整流器得到的整流器電路難以覆蓋射頻信號大的動態範圍：對於幅度較小的信號，後續系統得不到有效的電源供給；同時對於幅度大的信號，整流輸出直流電壓超過後端管可承受電壓，將導致後端電路的損壞。
爲了克服輸入信號幅度大動態範圍導致的問題，本文提出了通過對輸入接收信號強度（RSSI）進行監測，然後按輸入射頻信號強度進行分段處理，針對不同的輸入信號範圍選用不同的整流器進行射頻-直流轉換。這樣的處理方案既保證這個整流電壓高於所需電壓輸出，又保證這個整流電壓不超過後端晶體管耐壓，不致損壞後端電路[4]。由於整流器的輸出直流信號與輸入射頻信號的幅值成正比，且與整流單元級聯數目成正比，根據前面對整流器性能的研究，本文對可接收範圍的信號進行了分段，如表 1 所示：-8 dBm～-6 dBm 的信號輸入 12 級主整流器進行整流輸出，-6 dBm～2 dBm 的信號輸入 5 級主整流器進行整流輸出，2 dBm～10 dBm 的信號輸入 2 級主整流器進行整流輸出。對信號的分段處理保證了所有射頻信號輸入都可以通過射頻-直流轉換系統得到適中的整流電壓。
實現射頻信號的分段處理的 RSSI 選擇比較電路如圖 5 所示。首先利用單級開啓整流器對輸入信號進行整形，以單級開啓整流器的輸出電壓作爲輸入射頻信號時每級整流器抬高電壓的一個指示輸入 RSSI 選擇電路用於信號分段處理。例如輸入 -4 dBm 的射頻信號，經過 2:6 的變壓器信號幅值爲 600 mV，經過開啓整流器單元整流電壓爲 507 mV，RSSI 選擇電路輸出 V111 爲高而 V001 與 V111 爲低，控制開關管 M3 和 M4 打開，而 M1、M2、M5、M6 關斷。只有 Vrect2 輸出整流信號。
3 仿真結果
基於 SMIC 0.18 μm RF CMOS 工藝，對所設計的射頻能量收集器進行仿真分析。由圖 6 射頻能量收集器的輸出信號電壓特性可以看到，12 級主整流器與 2 級主整流器結構關斷，輸出射頻信號幾乎爲 0，而 5 級主整流器結構實現了將輸入射頻信號整流至 2 V 的功能要求，信號在 2μs 後開始穩定的對負載電容進行充電，並在 30μs 左右充滿一個 1 nF 的電容。
圖 7 給出了射頻能量收集器在不同輸入射頻功率範圍下的電壓轉換效率，電壓轉換效率 VCE 在 -5 dBm 達到 84.8%，對於 2.4 GHz，- 8 dBm～5 dBm 的射頻信號，整流器均有 70% 以上的電壓轉換效率。
圖 8 爲能量利用效率 PCE 隨輸入射頻信號功率的變化。能量利用效率隨輸入射頻信號功率增加而提高，在 2 dBm 達到 20.3% 的極值。由於輸出電壓的升高將使得整個電路的直流功耗增加，這也將改變整流器的輸入阻抗。輸入阻抗的改變使端口處和外部電路不匹配，有部分的射頻能量被反射回去，所以能量利用效率隨輸入射頻能量增加而升高的速度開始變緩甚至降低。
4 結語
本文對無線局域網中的射頻信號進行研究，採用最新的低電壓低功耗高效率的差分驅動 CMOS 整流器結構的整流器，提出了將接收信號強度指示的策略應用於射頻能量收集器，提升了射頻能量收集器對無線體域網中的射頻能量的收集效率，擴大了射頻能量可接收範圍。
該射頻能量收集器可以接收與轉換 -8 dBm～ 10 dBm 的射頻信號，並輸出 2 V 的較穩定電壓，在 -5 dBm 電壓轉換效率 VCE 達到 84.8%，能量轉換率 PCE 達到 16.7%。
參考文獻
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